高精度接收機系統(tǒng)設計論文

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1高精度接收機設計

高精度接收機與導航型接收機在硬件上差別較大，其射頻、基帶電路的主要指標都高于導航型接收機。對基帶信號處理也有其自身特點，實現(xiàn)難度較大，主要體現(xiàn)在：

1）A/D采樣時鐘頻率、穩(wěn)定度要求較高；

2）碼相位測距精度高，抗多徑技術和時序要求高；

3）載波相位的測距精度高，導致本地載波NCO的碼表很大、位寬較寬，也需要較好的抗多徑抑制；

4）高采樣率決定了后續(xù)的下變頻和濾波工作在高速率上，必須合理選取量化位數(shù)和本地載波NCO精度；

5）碼跟蹤環(huán)和載波跟蹤環(huán)有成熟的理論可供參考，但是必須通過大量的實驗才能獲得較優(yōu)的參數(shù)。在時鐘選取上，采用美國XX型的鐘可以達到較好的效果，雖然也存在零漂，但其均值和方差可以在開機后統(tǒng)計出來，利用計數(shù)器統(tǒng)計出每個區(qū)間內數(shù)據(jù)的數(shù)目，然后根據(jù)結果進行調整。對于高精度接收機，核心是L1、L2、B1和B2頻點載波相位的高精度測量，由于L1頻率上調制有民碼，可以利用C/A碼的相關測量L1載波相位，其主要的設計難點在于L2頻率載波相位的測量，B1、B2頻率為北斗的頻率，測量方式與L1頻率相似。所有頻率載波相位的精確測量都需要解決多徑的問題。

1.1L2載波接收技術設計

美國軍方為了防止對軍用P碼的欺騙，利用保密的W碼對L1、L2載波的P碼進行調制，形成具有反欺騙功能的Y碼。由于GPS的L2載波上僅調制有P碼，且不知道Y碼的結構，只能利用無碼或半無碼技術進行L2信號的測量。無碼接收技術不需要知道Y碼的結構，半無碼技術利用了公開的P碼，并利用Y碼是P碼和W碼的模2和特點，其中W碼帶寬約為500kHz。目前，幾大廠商采用的無碼或半無碼技術主要有4種：平方法，交叉相關法，P碼輔助L2平方和Z跟蹤法。由于平方法存在半波長的模糊度和平方損（降低30dB）問題，交叉相關法需要寬帶濾波，信噪比一樣會損失（約27dB），P碼輔助L2平方法只能進行L2載波的半波長測量，因此論文選取Z跟蹤法。Z跟蹤法綜合了交叉相關和P碼輔助L2平方法的優(yōu)點，同時還利用了W碼和P碼之間的碼長關系（W碼碼長約為P碼碼長的20倍），L1和L2信號處理后可以得到W碼的估計。L1、L2信號與本地產生的P碼進行相關，當相關器輸出的信號包絡最大時，認為本地P碼與接收的P碼對齊。P碼相關后的L1、L2載波調制有W碼，帶寬約為1MHz。對于L1載波，L1-W帶通濾波器的輸出與從C/A碼恢復的L1載波混頻，然后經低通濾波器后進行積分累加，積分時間為W碼的碼長，積分時刻由P碼以及P碼和W的碼長關系確定。積分累加后輸出信號的正負可以作為W碼極性的估計。對L2信號進行同樣的處理，由于P2碼受電離層影響產生的延遲大于P1碼延遲，可以認為P2碼是P1碼經延遲后所得，因此，可以用一個具有可變延遲的P碼生成器實現(xiàn)圖3中兩個P碼生成器的功能。L2-Y碼信號與本地P碼相關后，與L2鎖相環(huán)中NCO產生的本地L2載波混頻?；祛l后的信號經低通濾波器后根據(jù)L2-P碼確定的時刻進行積分累加。L2信號的積分累加輸出與時間鎖存中從L1信號估計得到的相應L1-W碼估計進行相關，當時間同步時，L2積分累加后輸出中的W碼將被移去，鎖相環(huán)可以對L2載波進行全波長跟蹤測量，而不需要很精確地知道W碼的碼長。由于L1信號較L2信號強3dB，并且在W碼確定以前已經與本地P碼相關去掉了L1、L2載波上的P碼，使得信號帶寬從20MHz縮小到1MHz，所以其平方損較?。s為13dB），有效地提高了測量中的數(shù)據(jù)質量。

1.2多徑效應抑制設計

多徑效應是影響接收機精度的主要因素之一，可以造成1/4個波長誤差。一般是通過抗多徑天線和基帶信號處理兩方面進行修正?；鶐幚碇饕抢谜嚓P技術或者以窄相關技術為基礎而改進的如MEDLL（MultipathEstimatingDelayLockLoop）、PAC（PulseApertureCorrelator）以及Strobe等技術。對于測量型接收機，其周圍環(huán)境較為穩(wěn)定，多徑變化也緩慢，因此在設計時采用了MEDLL技術。MEDLL是建立在統(tǒng)計理論基礎上的一種抗多徑技術MEDLL采用多個相關器得到相關函數(shù)的多個采樣值，然后根據(jù)最大似然準則進行迭代計算。理論上，如果接收機受到M路多徑信號的影響，就需要進行M次迭代計算，但在實際環(huán)境中，并不知道存在多少個多徑信號。由于所有的多徑信號中只有其中的1-2路占主導作用，因此實際操作中M值一般選取3或4。在迭代計算的過程中，MEDLL將多徑信號考慮在內，利用并行通道的窄相關采樣，估計出直接信號和多徑信號的幅度、延遲和相位，分析延遲最小的信號為直達信號，其它較大延遲的信號認為是多徑信號分量被消除。2.3環(huán)路設計環(huán)路設計包括碼環(huán)和載波環(huán)的設計，主要難點在于設計用于反饋控制設備行為的控制系統(tǒng)，包括延遲鎖定環(huán)（DLL）、鎖相環(huán)（PLL）和鎖頻環(huán)（FLL）。好的動態(tài)性能要求DLL能夠精確跟蹤由系統(tǒng)動態(tài)而引起的碼延遲變化，系統(tǒng)動態(tài)包括時鐘漂移以及用戶和衛(wèi)星運動的視線方向分量。這里考慮用來自于PLL或者FLL的速率測量來輔助DLL的方案，進而改善其動態(tài)性能，對于接收機轉到高精度定位時，利用延長積分時間的方案提高測量精度。載波同步也考慮到兩種情況，PLL能夠同時跟蹤載波頻率和相位，測量精度高，但動態(tài)性能差。FLL僅能跟蹤載波的頻率，動態(tài)性能較好，但精度較差，因此設計時應根據(jù)環(huán)境的不同，合理切換為PLL或者FLL。

2調試監(jiān)測系統(tǒng)設計

對于所有需要輸入的環(huán)路數(shù)據(jù)按功能劃分放在一起傳輸。上電時，F(xiàn)PGA所有的通道處于復位狀態(tài)，快捕開始工作，搜索衛(wèi)星，并將1ms相關累加結果通過數(shù)據(jù)總線傳給DSP。DSP在接收到觸發(fā)中斷信號時，對捕獲到的衛(wèi)星分配通道，復位和初始化。然后將環(huán)路信息寫入FPGA，進行環(huán)路的更新，同時發(fā)送通道控制信息，控制相應的地址數(shù)據(jù)搬移到串口緩沖區(qū)，以便進行數(shù)據(jù)的傳輸。對于DSP處理的PVT數(shù)據(jù)，則直接通過數(shù)據(jù)總線存儲到FPGA的雙口RAM中，然后搬移到串口緩沖區(qū)進行數(shù)據(jù)的發(fā)送。如圖5所示，這樣FPGA中每個通道和外部的數(shù)據(jù)總線之間的連接最簡單，便于FPGA的布局布線和實現(xiàn)時的功能更改和擴展。在PC機終端軟件設計時，將每個通道的環(huán)路數(shù)據(jù)按時間進行存儲，針對特定的通道數(shù)據(jù)進行實時的顯示和分析調試。

3系統(tǒng)測試與分析

測試時間：2013-2-25下午1點40分；測試地點：空軍工程大學信息與導航學院科研樓，天線放置于樓頂；測試儀器：接收機板卡、計算機、天線、串口傳輸線和直流穩(wěn)壓電源。高精度定位解算實驗條件：由于高精度的定位解算主要處理對象是載波相位，通過解算整周模糊度來進行RTK驗證，實驗時采用雙天線測姿的方法來驗證不僅簡便，而且可靠。具體流程為：首先利用2個NovAtel接收機板卡及天線，并將兩天線分別放置于已知基線長度為2.018m的兩端，利用其自帶的CDU軟件進行長時間解算，得到基線仰角為0°，方位角為-85°。然后換成自研的高精度接收機板卡，進行同樣的實驗，將采集的數(shù)據(jù)利用自研的軟件進行解算（LAMBDA算法），得到的結果?？梢钥闯觯€長度誤差在1cm范圍內，仰角與方位角誤差也在0.6°范圍內，滿足精度要求，說明研發(fā)的高精度接收機板卡性能良好。的結果顯示的為5000個1ms環(huán)路數(shù)據(jù)（5s），從載波多普勒頻移可以看出，這段時間內載波環(huán)由寬帶跟蹤轉到窄帶跟蹤。從其它參量也可以得到跟蹤性能良好的結論，但在3s左右的時刻出現(xiàn)了I路相關累加值增大情況，這是由于進入窄帶跟蹤的緣故。

4結論

系統(tǒng)針對衛(wèi)星導航高精度接收機的L2載波接收、多徑效應抑制和環(huán)路三部分進行了設計，同時對調試監(jiān)測系統(tǒng)進行了設計。通過對設計系統(tǒng)的測試表明，高精度接收機性能較好，精度在1cm范圍內；調試監(jiān)測系統(tǒng)達到了輔助硬件程序調試和數(shù)據(jù)監(jiān)測的目的。

作者：張洪革 張穎 龐春雷 張豪 單位：空軍電磁頻譜管理中心  空軍 93936 部隊銀川場站 空軍工程大學信息與導航學院